基于Pierce振荡器架构的BAW传感器读出电路

设计一种基于Pierce振荡器的BAW传感器读出电路。读出电路采用双路差分方式，将体声波谐振器构成两路振荡器，一路作为参考电路用于检测外界环境等因素的干扰，另一路作为传感电路用于检测待测物理量。两路振荡器信号通过混频滤波得到由待测物理量引起的谐振频率偏移。然后通过放大与整形将模拟信号转换为数字信号，最后送入FPGA进行频率检测。以一个2 GHz的体声波质量传感器为例，给出电路各模块的设计方法，经各模块仿真以及信号转换电路的实验验证，电路可检测的最大谐振频率偏移量为99 MHz。

关键词：传感器；体声波；薄膜体声波谐振器；读出电路；Pierce振荡器

文献标志码：A 文章编号：1674-5124（2017）09-0081-07

Abstract： Film bulk acoustic resonator（FBAR） can not only be used as a filter for the RF front end of a mobile phone， but also has the potential as a sensor head. In order to realize the detection of the RF signal output from the BAW sensor， a BAW sensor readout circuit based on Pierce oscillator is designed. This paper uses the differential measurement method， which using two BAWRs to constitute two oscillators， one as a reference circuit to detect interfere factors and the other as a measurement circuit to detect physical quantity to be measured. The resonant frequency offset caused by the physical quantity to be measured is obtained by mixing and filtering the two oscillator signals. Then， the analog signal is converted to digital signal by amplifying and shaping. Finally the signal output from shaping circuit is sent to FPGA for frequency detection. Taking 2 GHz bulk acoustic wave sensor as an example， with the design method of each circuit module given in this paper. Through the simulation of each circuit module and the experimental verification of the signal conversion circuit， the maximum detectable resonant frequency offset is 99 MHz of the circuit.

Keywords： sensor； bulk acoustic wave； FBAR； readout circuit； Pierce oscillator

0 引 言

薄膜體声波谐振器（film bulk acoustic resonator，FBAR）最早由Lakin报道[1]，目前广泛用于射频滤波器中。由于FBAR具有灵敏度高、工作频率高和功率损耗低等特点，在传感器领域正引起广泛的兴趣。FBAR可作为微质量传感器[2]、紫外线传感器[3]、生化传感器[4]等。当FBAR受到这些物理量作用时，其谐振频率会发生偏移，通过读出电路来检测谐振频率的偏移量，从而建立外界物理量和谐振频率的对应关系。由于FBAR的工作频率较高通常为0.5～20 GHz[5]，导致体声波（bulk acoustic wave，BAW）传感器读出电路较难实现，文献报道较少。BAW传感器读出电路已成为BAW传感器集成化、实用化的瓶颈之一。目前，已有各种读出电路的尝试，较常用的方式为基于Pierce架构的双路差分的测量方法。该方法也有不同的实现方式，如：先将两路振荡器分频再将频率作差[6]；或者先通过带通滤波器将振荡信号进行滤波得到更稳定的信号，再进行后续信号处理[7]。前一种方式在电路中引入了分频电路，分频比越高电路的精度越低；后一种方式通过在振荡器后级加入带通滤波器来得到较小的干扰，使得整个读出电路引入了3个滤波器，电路更复杂，且使得本来输出功率就不高的振荡信号经过滤波器后会进一步衰减。

本文针对这两种方式提出了改进，设计了一种基于Pierce架构的双路差分的BAW传感器读出电路，该电路无需分频，且只需要一个滤波器，并通过对振荡器的优化来提高振荡器的性能，从而提高读出电路的检测精度。并对电路中的每个模块进行设计与仿真，对其中信号转换电路进行测试，验证了该部分电路的可行性。

1 原 理

BAW传感器读出电路采用双路差分的架构，首先将FBAR构成两路振荡器，FBAR的谐振频率偏移反映到振荡器振荡频率的变化上，通过检测振荡器的频率变化得到待测物理量。该方法在2005年由Agilent公司提出并形成专利[8]。由于FBAR易受到外界环境的干扰，双路差分电路结构的优点在于：1）检测过程不依赖于矢量网络分析仪（vector network analyzer，VNA），通过混频能将高频信号的频率降低便于后续信号处理；2）抵消了外界环境因素的干扰，提高检测精度。差频检测技术是电子测量中常用的方法，频率信号的抗干扰性能强、测量精度高、分辨率高、灵敏度高，且双路差分的电路结构能消除外界干扰，输出为单一的频率信号，因此在各种测量系统，尤其是微量测量系统中将各种非频率信号通过传感器转换为频率信号然后进行测量的方法得到广泛应用[9]。

图1是BAW传感器读出电路框图。首先，将FBAR构成两个BAW振荡器，两个振荡器完全相同，在使用过程中，其中一个振荡器作为参考振荡器，其振荡频率的变化Δf ′仅为外界环境干扰产生的变化，因此两个振荡器均会产生一个Δf ′的频率变化，而另一个振荡器用于测量，待测物理量作用于此振荡器产生的频率变化为Δf ，将两个振荡器的输出信号进行混频，取两个振荡器输出信号的频率差，即得到待测物理量引起的谐振频率偏移Δf 。由于混频后可以大大降低信号频率，且FPGA能处理几十兆赫兹的中频信号，因此电路中无需再通过分频来降低信号频率。且为了使振荡器输出稳定的信号，通过优化振荡器来得到较高的频率稳定度，从而避免了在电路中引入过多的滤波器。

2 电路模块设计

2.1 BAW振荡器

BAW振荡器实现检测BAW传感器频率偏移的原理为：BAW振荡器的振荡频率位于FBAR的串、并联谐振频率之间。当外界物理量（压强、质量、温度等）作用于FBAR时，其谐振频率会随着外界物理量的变化而变化，从而使得振荡器的频率发生相应改变，通过检测振荡器振荡频率的变化，即为FBAR的谐振频率偏移量，从而建立外界物理量与频率的关系，最终得到外界施加的物理量。

BAW振荡器采用Pierce架构，由于Pierce振荡器的电路结构简单，频率稳定度较高，BAW振荡器通常采用这种架构。图2是一个基于Pierce架构的BAW振荡器设计案例，图3是该案例的输出信号频谱。BAW传感器表头（即FBAR）的电路模型为MBVD模型，其参数来自于文献[10]。根据FBAR在串、并联谐振频率间呈感性的特点，将其与2个电容Cce、Cbe构成了Pierce振荡器的基本电抗元件，满足回路总电抗为零的振荡条件。三极管构成放大器，偏置电路设置的静态工作点使其工作于放大区，Cce、Cbe与FBAR构成选频回路，由于Pierce振荡器属于三点式振荡器，因此自然满足电路是正反馈的振荡条件。仿真采用的FBAR的串、并联谐振频率分别为2.049 GHz，2.090 GHz，通过振荡器的瞬态仿真得到了位于串、并联谐振频率之间的振荡信号。

2.2 信号转换电路

信号转换电路的功能是将参考BAW振荡器和传感BAW振荡器输出的两路信号进行混频以得到由待测物理量引起的频率偏移信号，并将该信号转换为FPGA可处理的数字信号。混频后包含了众多的频率分量，因此需要对混频输出的信号进行滤波以得到所需的差频信号。差频信号的频率即为由待测物理量引起的BAW传感器谐振频率的偏移量。得到差频信号有一定衰减，再对信号进行了放大，考虑到后续频率检测电路的需要，将放大后的正弦信号进行整形，得到方波。

根据本课题中振荡器输出频率的范围，采取二极管平衡混频器。整个电路包括：3 dB定向耦合器、阻抗匹配电路、混频二极管和低通滤波器。3 dB定向耦合器将输入的射频信号和本振信号进行功率的合成与分配，并通过耦合器的直通端与耦合端，将信号送给混频二极管。为了使信号功率最大化传输给二极管，因此在耦合器后面增加了阻抗匹配电路，使信号和本振功率有效地加到二极管[9]。由于混频器二极管非线性作用的结果，产生出大量的组合频率分量，这些频率分量中除了正常輸出的中频信号频率外，往往还包括位于中频带宽附近的组合频率分量，因此在混频输出后，需要对信号进行滤波，才能得到符合条件的中频信号。假设BAW传感器在待测物理量作用下的谐振频率的偏移为40 MHz，参考振荡器的频率为2.08 GHz，所以在仿真中混频器的两个输入端分别输入2.08，2.04 GHz的正弦信号，功率设为-10 dBm。图4中混频输出频谱包含了众多频率分量以及各次谐波，通过滤波后可以看出只有差频信号的功率较高，而其他高次谐波信号通过滤波器得到了极大的衰减，且最终得到了40 MHz的差频信号，其功率为-38.5 dBm。

通过混频、滤波后信号的幅度有一定衰减，滤波后差频信号的功率为-38.5 dBm，因此需要对其进行放大。放大电路需要考虑工作速率、输入阻抗和放大倍数。工作速率应大于100 MHz，输入阻抗应为50 Ω，可变放大倍数能使得检测电路有较好的适应性。由于三极管放大器的输入阻抗很难做到50 Ω，且放大倍数不可调，因此采用集成运放来构成放大器。本文选择的集成运放芯片为AD8014ART。工作速率为400 MHz，完全满足电路要求，由于同相放大电路的电压增益有一个加性因子，且反相接法阻抗匹配简单，因此采用了反相接法。放大与整形电路的原理如图6所示，图中，输入阻抗R5设为50 Ω，采用5 V单电源供电，AD8014的单位增益带宽积为400 MHz，因此对于一个40 MHz的输入信号，最大放大倍数为10，为了尽可能地放大信号，反馈电阻R6取值为500 Ω。整形电路采用过零比较器实现，当输入的正弦信号大于零时，输出高电平；当输入的正弦信号小于零时，输出低电平。

完成了信号转换电路的设计后，对电路进行了制版和测试。如图7所示为信号转换电路实物，模块之间采用排针连接，以便对每个模块进行独立测试。

首先对混频器进行了测试，测试仪器为Agilent 8648C信号发生器（频率适用范围：9 kHz～3.2 GHz）、Agilent E4403B频谱仪（频率适用范围：9 kHz～3 GHz）和Agilent E5062A矢量网络分析仪。为了验证混频器的可行性，信号发生器产生一个2.04 GHz的正弦信号，功率-10 dBm。矢量网络分析仪产生一个2.08 GHz的正弦信号，功率-10 dBm。将这两个正弦信号分别输出到电路的两个SMA接头，在低通滤波器的输出端采用频谱仪测量输出信号的频率和功率。从测试结果可以看出，输出信号的频率为40 MHz，信号功率为-43.33 dBm，且通过滤波器的滤波使得信号的高次谐波产生了极大的衰减。由图5可知仿真所得混频滤波后信号的功率为-38.5 dBm，与测试结果略有偏差，这个偏差来源于测试仪器的误差以及连接所用的同轴线会导致信号产生一定的衰减。总体上混频器实现了其功能。

采用5 V直流电源给放大和整形电路供电，由于放大器输入信号频率过高（大于5 MHz），示波器测得的输出信号波形的Vpp不准确，且示波器的输入信号幅值过低也会使得Vpp不准确。因此在测试时，输入信号的频率设置应小于5 MHz，即可验证放大器的功能。由于实验所用示波器可测脉冲信号最高频率1 MHz，因此，设置整形电路的输入信号为1 MHz。放大器输入端输入一个频率为1 MHz，Vpp=8 mV的正弦信号，在输出端测得一个频率为995 kHz，高电平4.99 V，低电平38.2 mV的方波脉冲信号。

2.3 频率读出电路

针对信号转换电路输出的方波信号，采用FPGA来对该信号进行检测从而得到其频率。频率检测有多种方法，本文采用精度较高的全同步测频法，该方法真正实现了被测信号、标准时钟和闸门信号的同步，消除了由于对标准时钟或被测信号计数产生的量化误差。全同步测频法的工作原理为：当脉冲同步检测电路检测到被测信号上升沿和标准时钟上升沿同步时，脉冲同步检测电路发出使能信号（即闸门信号开启），使两个计数器开始同时分别对被测信号和标准时钟计数。只有当脉冲同步检测电路检测到被测信号上升沿和标准时钟上升沿再次相同时，脉冲同步检测电路才会发出同步信号（此时闸门信号关闭），使计数器停止计数。

根据全同步测频法的原理建立的基于FPGA的频率检测电路框图如图8所示。电路由以下8部分组成：脉冲同步检测电路、计数器、控制器、锁存器、乘法器、除法器、二进制-BCD码转换器、译码显示电路。工作原理为：被测信号和标准时钟分别输入给脉冲同步检测电路和两个计数器，当脉冲同步检测电路检测到两个信号同步时，控制器控制两个计数器分别计数，当两个信号再一次同步时，控制器控制两个计数器停止计数，并将计数值锁存在两个锁存器中，乘法器从锁存器1中取得被测信号频率的计数值并与标准时钟频率值进行乘法运算，除法器从锁存器2中取得标准信号频率的计数值，该值作为除数，乘法器运算结果作为被除数，进行除法运算。运算结果就是被测信号的频率值，最后将该二进制值转化为BCD码，送给数码管显示。

通过顶层模块的仿真得到方波信号的频率，仿真中标准时钟设置为50 MHz，以一个2 GHz的BAW质量传感器为例，由质量负载效应引起的谐振频率的最大偏移为40 MHz，为保证FPGA频率读出电路的准确度，最终显示的频率值精确到赫兹，因此对于40 MHz的频率，需要8位数码管显示。因此，理论上电路能显示的最大偏移量为99 MHz。考察待测信号为40 MHz时的仿真，结果显示值为40 000 000 Hz，证明了电路能够实现其功能。

根据式（1），采用增大输出功率和有载品质因数来提高频率稳定度。FBAR作为BAW振荡器的关键元件，其品质因数Q的大小直接反应了器件性能的优劣，并最终影响FBAR振荡器的频率稳定度。因此，本文通过增大FBAR的Q值、振荡器的输出功率和有载品质因数来优化BAW振荡器。

3.2 提高品质因数

由于FBAR的Q值和振荡器的有载品质因数是相联系的，二者之一过低均会使得振荡器的频率稳定度不满足要求。因此，需要分别提高FBAR的Q值和振荡器的QL。文献[17]推导了Pierce振荡器QL的公式，并指出QL只与Cce有關而与Cbe无关，通过增大Cce可以增大QL，从而优化振荡器的相位噪声。通过增大FBAR的Q值和Cce将相位噪声优化到了150 dBc/Hz@1 MHz左右。如图10所示，相位噪声在偏离载波1 MHz处从-109 dBc/Hz优化到了-153 dBc/Hz，满足要求。可以看出，在有载品质因数较低时，通过增大FBAR的Q值来优化的效果不大，随着有载品质因数增大，增大FBAR的Q值来优化的效果越来越好。

3.3 功耗优化

由于通过增大电源电压来优化相位噪声，牺牲了振荡器的功耗，因此需要对功耗进行优化。文献[13]提到，有两种方法降低FBAR振荡器的功耗：提高FBAR的阻抗以减小偏置电流和减小电源电压。根据FBAR谐振区面积与阻抗的关系，可通过减小FBAR谐振区面积来增加阻抗。当FBAR的面积从100×100 μm2减小到80×80 μm2时，相位噪声优化到了-154 dBc/Hz@1 MHz，在此基础上将电压从5.6 V降低到5 V时，PN并未发生明显的退化，如图11所示（-153 dBc/Hz@1 MHz）；但计算所得功耗为85 mW，比改善前的功耗114.8 mW降低了约30 mW。最终优化得到的相位噪声分别为：-112 dBc/Hz@10 kHz、-132 dBc/Hz@100 kHz和-153.4 dBc/Hz@1 MHz，如图12所示。通过与文献[14-16]对比，该相位噪声水平已满足对频率稳定度较高的无线通信的参考频率的要求，因此能够满足BAW传感器的应用要求。

4 结束语

为了检测BAW传感器的谐振频率偏移，本文设计了一个基于Pierce振荡器的BAW传感器读出电路。该电路无需分频，无需过多的滤波器，从而保证了电路的检测精度不会降低。以一个2 GHz的BAW质量传感器为设计案例对电路的各个模块进行了设计与仿真，并对信号转换电路进行了测试，测试结果验证了电路的可行性。FPGA频率读出电路采用全同步的测频方法，提高了电路的检测精度。最后，对电路的最重要的组成部分——BAW振荡器进行了优化，提高了振荡器的综合性能，从而提高了整个读出电路的检测精度。

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